mos管推挽電路組成結構與特點 晶體管和CMOS驅動級推挽電路圖

mos管推挽電路組成結構與特點 晶體管和CMOS驅動級推挽電路圖

推挽電路

mos管推挽電路，什么是推挽電路。推挽電路就是兩個不同極性晶體管間連接的輸出電路。推挽電路采用兩個參數(shù)相同的功率BJT管或MOSFET管，以推挽方式存在于電路中，各負責正負半周的波形放大任務，電路工作時，兩只對稱的功率開關管每次只有一個導通，所以導通損耗小效率高。推挽輸出既可以向負載灌電流，也可以從負載抽取電流。

推挽電路的組成結構

mos管推挽電路，看看推挽電路的組成結構。如果輸出級的有兩個三極管，始終處于一個導通、一個截止的狀態(tài)，也就是兩個三極管推挽相連，這樣的電路結構稱為推拉式電路或圖騰柱（Totem-pole）輸出電路。

當輸出低電平時，也就是下級負載門輸入低電平時，輸出端的電流將是下級門灌入T4；當輸出高電平時，也就是下級負載門輸入高電平時，輸出端的電流將是下級門從本級電源經(jīng) T3、D1 拉出。這樣一來，輸出高低電平時，T3 一路和 T4 一路將交替工作，從而減低了功耗，提高了每個管的承受能力。又由于不論走哪一路，管子導通電阻都很小，使 RC 常數(shù)很小，轉變速度很快。

因此，推拉式輸出級既提高電路的負載能力，又提高開關速度�！⊥仆旖Y構一般是指兩個三極管分別受兩互補信號的控制，總是在一個三極管導通的時候另一個截止。要實現(xiàn)線與需要用 OC（open collector）門電路。

電壓和電流

在圖（b）中的（1）所示的是圖（a）中功率變壓器Tr1的中心抽頭的波形，這種波形是因為電流反饋電感Lcf的存在及一個經(jīng)過全波整流后的正弦波在過零點時會降到零。因為Lcf的直流電阻可以忽略不計，所以加在上面的直流電壓幾乎為零，在Lcf輸出端的電壓幾乎等于輸人端的電壓，即Udc。同時因為一個全波整流后的正弦波的平均幅值等于Uac=Udc=（2/π）Up，則中心抽頭的電壓峰值為Up=（π/2）Udc。由于中心抽頭的電壓峰值出現(xiàn)于開關管導通時間的中點，其大小為（π/2）Udc，因此另一個晶體管處于關斷狀態(tài)時承受的電壓為πUdc。

假設正常的交流輸入電壓有效值為120V，并假設有±15%的偏差，所以峰值電壓為1.41×1.15×120=195V。

考慮到PFC電路能產(chǎn)生很好的可以調節(jié)的直流電壓，大約比輸入交流電壓高20V左右，就有Udc=195+20=215V。這樣晶體管要保證安全工作就必須能夠承受值為πUd。的關斷電壓，也就是675V的電壓。當前有很多晶體管的額定值都可以滿足電流電壓和頻率ft的要求（如MJE18002和MJE18004，它們的Uce=1000V，ft=12MHz，β值最小為14）。

即使晶體管的ft=4MHz也沒有關系，因為晶體管在關斷后反偏電壓的存在大大減小了它的存儲時間。

從圖中的（2）～（5）可以看出，晶體管電流在電壓的過零點處才會上升或下降，這樣可以減少開關管的開關損耗。因為通過初級的兩個繞組的正弦半波幅值相等，所以其伏秒數(shù)也是相等的，而且由于存儲時間可以忽略（見圖（b）中的（1）），也就不會產(chǎn)生磁通不平衡或瞬態(tài)同時導通的問題了。

每個半周期內的集電極電流如圖中的（4）和（5）所示。在電流方波脈沖頂部的正弦形狀特點將在下面說明。正弦形狀中點處為電流的平均值（Icav），它可以根據(jù)燈的功率計算出來。假設兩盞燈的功率均為P1，轉換器的效率為叩，輸人電壓為Udc，則集電極電流為

假設兩燈管都是40W，轉換器效率η為90%，從PFC電路得到的輸人電壓Udc為205V，則

推挽電路特點

mos管推挽電路，推挽電路適用于低電壓大電流的場合，廣泛應用于功放電路和開關電源中。

優(yōu)點是：結構簡單，開關變壓器磁芯利用率高，推挽電路工作時，兩只對稱的功率開關管每次只有一個導通，所以導通損耗小。

缺點是：變壓器帶有中心抽頭，而且開關管的承受電壓較高；由于變壓器原邊漏感的存在，功率開關管關斷的瞬間，漏源極會產(chǎn)生較大的電壓尖峰，另外輸入電流的紋波較大，因而輸入濾波器的體積較大。

采用互補晶體管和CMOS驅動級的推挽電路圖

利用CMOS反相器4049作TDA4700輸出信號的反相級和晶體管T1、T2的驅動級。三個反相器并聯(lián)有兩個輸出端分別加到推挽電路的兩個晶體管基極上。電阻R2用來在控制電路不能保證有足夠電壓時給SIPMOS管的門極提供一個一定的電位，防止該管誤導通。電容C3用來縮短時間常數(shù)R2Cbe，這里Cbe為晶體管T基-射極間電容。